用于机动车的雷达传感器，其具有发射与接收部分（10）、分析处理电路（12）和补偿装置（24，30），所述发射与接收部分具有用于将所发射的信号与所接收的信号进行混频的混频器（20），所述分析处理电路通过直流电压耦合装置（22）与所述混频器（20）的输出端连接，所述补偿装置用于补偿所述混频器（20）的输出信号中的直流电压偏移，其特征在于，所述补偿装置划分为所述发射与接收部分（10）中的粗略补偿装置（30）和所述分析处理电路（12）中的精细补偿装置（24）。
【技术实现步骤摘要】
【国外来华专利技术】
本专利技术涉及用于机动车的雷达传感器，具有发射与接收部分、分析处理电路和补偿装置，所述发射与接收部分具有用于将所发射的信号与所接收的信号进行混频的混频器，所述分析处理电路通过直流电压耦合装置与混频器的输出端连接，所述补偿装置用于补偿混频器的输出信号中的直流电压偏移。
技术介绍
雷达传感器在机动车中例如用于在距离调节系统或碰撞报警系统的范围内定位其他车辆。由发射与接收部分通过天线发射雷达信号，所述雷达信号在其频率方面是斜坡状调制的。由天线接收的雷达回波在混频器中与所发射的信号的一个分量混频，从而得到基带信号，所述基带信号的频率相应于所发射的信号与所接收的信号之间的频率差。因为所述频率差与信号传播时间以及与由多普勒效应引起的频率偏移相关，所以其给出关于经定位的物体的距离和相对速度的信息。在分析处理电路中，基带信号被放大和数字化并且随后被输送给其他的分析处理级，例如变换级，在所述变换级中与时间相关的基带信号通过快速傅立叶变换(FFT)分解成其频谱，在所述频谱中经定位的物体呈现单个尖峰的形式。发射与接收部分典型地由MMIC (单片微波集成电路)构成，而分析处理电路典型地涉及专用集成电路(ASIC)，即所谓的RADAR-ASIC(雷达专用集成电路)。混频器输出端与 RADAR-ASIC之间的直流电压耦合能够实现对基带信号的全部信息内容的分析处理，因为通过滤除直流电压成分不丢失频率分量。然而，这种耦合导致在可以进行模拟/数字转换之前在基带信号放大时也一起放大包含在其中的直流电压分量。通过所述方式放大的直流电压偏移可以导致基带信号不再通过模拟/数字转换器的电压窗中，从而出现过调并且由此在接着的傅立叶变换中出现失真误差。出于所述原因，在已知的雷达传感器中存在补偿装置，所述补偿装置在所述基带信号输送给放大器之前借助于电流源和设置在信号路径中的电阻实现基带信号中的直流电压的补偿。用于补偿装置的电流源和电阻位于RADAR-ASIC中。补偿装置的所述已知实施方式的缺点在于在信号路径中用于补偿所需的电阻导致更大的噪音分量并且由此损害信号质量并且由此损害雷达定位的质量。虽然原则上可以通过使用更小的电阻值和相应更高的电流强度来抑制噪音，但电流强度的提高仅仅在一定界限内是可能的并且还会显著导致损耗功率的提高。因此，迄今必须如此设计电阻，使得在相互矛盾的目标——小的噪音与小的损耗功率之间找到折中。
技术实现思路
本专利技术的任务是，提供一种雷达传感器，其在噪音分量给定时损耗更少并且在损耗功率给定时噪音更小。所述任务根据本专利技术通过以下方式解决补偿装置划分为发射与接收部分中的粗略补偿装置和分析处理电路中的精细补偿装置。基带信号中的直流电压偏移由多个分量组成，这些分量可归结为不同的源，尤其是可归结为发射与接收通道之间的内部串扰、雷达信号在车辆组件——如保险杠、雷达传感器的雷达天线罩等等上的由安装决定的反射、雷达信号由于雷达天线或雷达天线罩的污染或结冰引起的反射以及雷达传感器的电子组件的温度漂移和老化。这些因素中的一些经受时间变化，而其他因素在时间上是恒定的或者至少具有相对较大的在时间上恒定的成分。这例如适用于基于发射与接收通道之间的内部串扰以及由安装决定的反射的直流电压分量。根据本专利技术，直流电压偏移的在时间上基本恒定的分量现在已经由发射与接收部分中的粗略补偿装置补偿，使得分析处理电路中的精细补偿装置仅仅还需补偿剩余的直流电压分量，其具有更高的时间变化性。因为这些可变的直流电压分量具有更小的振幅，所以可以通过小的电阻值以及因此通过相应低噪音的精细补偿装置实现补偿。在粗略补偿装置侦牝本专利技术利用如下情况在发射与接收部分的混频器中反正肯定存在工作电阻，其对雷达传感器的整体噪音具有一定的、不可避免的贡献。因此，通过充分利用所述反正存在的工作电阻，粗略补偿装置可以在很大程度上补偿直流电压偏移的基本上恒定的分量，而无需为此附加地增大噪音分量。本专利技术的有利构型在从属权利要求中说明。附图说明以下根据附图详细说明一个实施例。附图示出图I :根据本专利技术的雷达传感器的框图；图2 :根据图I的雷达传感器中的基带信号的时间曲线图。具体实施例方式在图I中简化地作为框图示出的雷达传感器具有MMIC (单片微波集成电路)形式的发射与接收部分10和RADAR-ASIC形式的分析处理电路12。天线14与所述发射与接收部分10连接，所述天线从本地振荡器16获得频率调制的雷达信号，所述雷达信号随后由天线辐射到周围环境中。在物体上反射的雷达回波重新由天线14接收并且在耦合器18中与由本地振荡器16提供的信号分离并且继续传送到混频器20的输入端上。由本地振荡器16产生的信号(所发射的信号)直接输送给混频器20的另一输入端。在混频器20中，所发射的信号与通过天线14接收的信号混频，从而在混频器的输出端上获得基带信号BI，所述基带信号的频率相应于所发射的信号与所接收的信号之间的频率差。所述基带信号BI通过直流电压耦合装置22 (例如没有抑制直流电压分量的电容或电感元件的电镀导线)继续传送到分析处理电路12中的精细补偿装置24上。所述基带信号在精细补偿装置24中被修改并且作为基带信号B2输出。所述基带信号在放大器26中被放大并且最后输送给模拟/数字转换器28。不同的因素——尤其是所发射的雷达信号在附近物体上的反射、发射与接收部分10中的发射信道与接收通道之间的内部串扰以及不同电子器件的老化和温度漂移导致在混频器20中产生的基带信号包含不同的直流电压分量。所述直流电压分量中的一些在时间上基本上是恒定的并且已经在发射与接收部分10中借助粗略补偿装置30补偿。为此目的，粗略补偿装置30将补偿电流馈入到混频器20的工作电阻中。所述混频器例如涉及具有已知结构的吉尔伯特单元混频器(Gilbertzellenmischer)。由粗略补偿装置30产生的电流导致工作电阻上的电压降，并且通过所述电压降已经滤除基带信号中的恒定直流电压分量，使得最后施加在混频器输出端上的基带信号BI已经具有明显降低的直流电压偏移。基带信号BI中在时间上可变的直流电压分量最后借助于精细补偿装置24补偿，使得输送给放大器26的基带信号B2实际上不再具有直流电压偏移。精细补偿装置24借助于未示出的电流源和电阻实现直流电压偏移的精细补偿，如在常规雷达传感器的原理中已知的那样。但是，因为基带信号已经经历粗略补偿，所以仍须精细补偿装置24抑制的直流电压分量相当小。这意味着，可以通过选择低的电阻值噪音非常小地设计精细补偿装置24。借助于粗略补偿装置30已经在发射与接收部分10中抑制直流电压偏移的较大部分。但是，因为粗略补偿装置30使用在混频器中反正存在的工作电阻，所以所述粗补偿不会导致整体噪音的增加。因此，总体上，在电流强度较小并且相应地损耗功率较小的情况下实现了直流电压成分的有效抑制，而不会由此增大基带信号B2中的噪声部分。构成粗略补偿装置的电流源是MMIC的组成部分并且因此可以如整个MMIC那样在投入使用之前编程。因此，在雷达传感器运行期间，所述电流源在最大程度上与每个控制装置去耦合。电流源被如此编程，使得其消除直流电压偏移的在长远来看恒定的分量，如随后根据在图2中示出的示例阐述的那样。在图2中，曲线32说明基带信号的变化曲线，当粗略补本文档来自技高网...
【技术保护点】
【技术特征摘要】
【国外来华专利技术】...
【专利技术属性】
技术研发人员：A·希默尔施托斯，D·施泰因布赫，
申请(专利权)人：罗伯特·博世有限公司，
类型：
国别省市：
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