一种混频器电路，包含：输入级与频率转换级。输入级将在混频器电路的输入接收的输入电压信号转换为至少一电流信号。频率转换级包含至少一开关元件，用于将该至少一电流信号的信号成分自输入频率转换为输出频率。其中输入级包含至少一电阻，连接于混频器电路的输入与至少一开关元件之间，且该至少一开关元件与至少一电阻配置为使得至少一开关元件包含打开电阻，其中该打开电阻的电阻率小于与其连接的该至少一电阻的电阻率的一半。
【技术实现步骤摘要】
【国外来华专利技术】
本专利技术涉及一种混频器电路、集成电路装置以及包含该混频器电路和/或集成电路的一射频通信单元，本专利技术尤其应用于，但不限于一集成的、线性的、少电感的混频器电路中。
技术介绍
在射频(Radio Frequency,以下简称为RF)通信接收器领域，接收器前端 (front-end)电路的主要任务是处理天线接收的信号，以使后续接收器电路(举例而言，解调(demodulation)电路)对天线接收的信号的处理更容易，其中天线耦接至接收器前端电路。一般地，此类前端电路包含低噪声放大器(Low Noise Amplifier，以下简称为LNA)电路，用于放大已接收RF信号，以及混频器电路用于执行频率变换，将已放大RF信号变换为低频率的中频或者基带信号。然后，可对中频/基带信号滤波，以去除干扰(interfering) 信号等。因为混频器电路输出的中频或基带信号的频率一般远低于已接收RF信号的载波 (carrier)频率(fKF)，故接收链内的混频器电路以后的所有级，均运作于低频或者基带频率。此外，由于混频器电路之前的LNA电路或者混频器电路自身(若使用有源(active)混频器)提供的放大，混频器电路之后的信号电平(level)大于已接收RF信号的信号电平。 因此，此低频率/高信号电平特性允许使用多种电路技术来实施接收链内前端电路之后的各级。然而，由于已接收RF信号的高工作频率与低信号电平，仅仅少数电路技术可成功地实施于包含LNA电路与混频器电路的前端电路中。LNA提供的放大作用增大了混频器电路/装置的输入端的信号电平，以及因此降低了其抗噪声要求。然而，众所周知，完全整合的LNA选择性较差。其结果是，LNA不仅放大需要的信号成分，而且放大不需要的信号成分， 其中所述不需要的信号成分的频率接近于需要信号成分的频率。因此，LNA增益越高，对混频器电路线性(linearity)的要求越具有挑战性。由于接收器前端的混频器经常于三阶截止点(third order intercept point,以下简称为IP3)指标遇到瓶颈(bottleneck)，因此， 除二阶截止点(second order intercept point, IP2)外，IP3也为混频器电路的关键线性尺度之一。请参考图1，图1为现有技术的吉尔伯特正交混频器(Gi lbert quadrature mixer) 100形式的混频器电路拓扑(topology)的示意图。吉尔伯特正交混频器100包含一对吉尔伯特单元混频器(Gilbert cell mixer) 110与120。每个吉尔伯特单元混频器110、 120的输入级分别包含一跨导(transconductance)级115与125，用于将例如来自一前置 (preceding) LNA或滤波器的输入信号转换为信号电流。然后，所述信号电流被一组四晶体管130斩波(chopped)，该四晶体管130将信号电流的频率下转换(down-convert)为所需的中频或基带频率。吉尔伯特正交混频器100的输出以电流形式且一般地通过电阻/电容 (Resistor/Capacitor,以下简称为RC)负载(未示出)转换为电压，RC负载也运作为低通滤波器(low-pass filter)。此种现有技术的混频器设计存在两个较大限制。首先，混频器的线性度主要由输入跨导级115与125限制；其次，输出中存在晶体管130产生的闪烁噪声(flicker noise)。 对于第一个限制，适应于手提式装置(例如，移动电话听筒等)的电流消耗的好的混频器设计，要求输入参考IP3值小于大约OdBV。使用输入跨导级达不到这种严格的要求。对于上述指出的第二个限制，由于双极型晶体管(bipolar transistor)的闪烁噪声明显小于金属氧化物半导体场效晶体管(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors,以下简称为M0SFET)的闪烁噪声，故此限制对于双极型晶体管实施而言并不显著。然而，对于互补式金属氧化物半导体(Complementary Metal Oxide kmiconductor，以下简称为CMOS)， 输出中闪烁噪声的存在是一个值得注意的问题。从闪烁噪声方面考虑，双极型晶体管可能更适合于实施混频器电路，然而，高性能的双极型晶体管于其制造期间需要昂贵的处理步骤。因此，对于成本敏感的实施(例如，RF 通信接收器的前端电路内的实施)，如此高性能的双极型晶体管的制造过于昂贵。低成本的 CMOS制程可用于生产较低性能的双极型晶体管。然而，此种较低性能的双极型晶体管无法运作于现代RF通信接收器要求的千兆赫(Gigahertz)频率。由于CMOS晶体管(例如，M0SFET)的闪烁噪声与流入晶体管的漏极偏置电流 (drain bias current)成比例，因此为了克服吉尔伯特单元混频器中的CMOS应用的闪烁噪声问题，一种现有的方法为抑制流入开关晶体管的直流电流(Direct Current，以下简称为DC)。图2为现有的无源(passive)吉尔伯特型混频器200的示意图。其中，耦合电容 (coupling capacitors)洸0与开关晶体管230串联，混频器的输出端(output port)止于跨阻抗放大器(transimpedance amplifier) 240与250，该跨阻抗放大器240与250运作为低通滤波器。以此方式，耦合电容260保证无DC偏置电流流入开关晶体管230，从而显著降低混频器输出端的闪烁噪声的存在。跨阻抗放大器用于将开关晶体管230的源极/漏极电势(source/drain potential)保持在一已知电势。然而，由于此混频器设计仍然包含输入跨导级210、220，因此，奇次谐波失真(odd-order distortion)问题与较差线性问题仍然存在。为克服如图1所示的典型吉尔伯特单元混频器设计的闪烁噪声问题，图3为现有技术的另一方法的混频器电路300的示意图。图3的混频器电路300包含有源的两倍本振-本振OL0-L0)混频器，其中开关340直接连接至输入跨导级310，且开关340的频率锁定为两倍于输出晶体管330需要的LO频率。以此方式，输出晶体管330的闪烁噪声不会存在于混频器电路的输出。相反的，开关340的闪烁噪声确实存在于输出中，但作为可被抑制的普通模式(common mode)噪声而存在。然而，混频器电路300仍然包含输入跨导级310， 因此奇次谐波失真问题与较差线性问题仍然存在。图4为现有技术中又一实施例的混频器电路400的示意图。对于图1-3中所示的每一已知混频器电路，奇次谐波失真且特别是IP3主要受到输入跨导级的限制。在图4的混频器电路400中无输入跨导级，代替为通过电容410将开关晶体管直接连接于作为前置 LNA的负载的电感电容(inductor-capacitor，以下简称为LC)槽(tank) 420。重要的是，电容410为LC槽420的组成部分(constituent part)，而不仅仅用作耦合电容。以此方式， 其阻抗(impedance)与振幅(magnitude)均相对较大而且可于互相正交的I通道与Q通道本文档来自技高网...
【技术保护点】
【技术特征摘要】
【国外来华专利技术】...
【专利技术属性】
技术研发人员：费得黎各·亚历山卓·菲布里奥·贝佛，
申请(专利权)人：联发科技新加坡私人有限公司，
类型：发明
国别省市：
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