升压型转换器的相移控制方法及实施电路技术

一种升压型转换器的相移控制方法及实施电路，其中该升压型转换器具有主储能回路以及至少一并联于该主储能回路的副储能回路，且通过该主储能回路的主回路电流具有主回路充电时距以及主回路放电时距，通过该副储能回路的副回路电流具有副回路充电时距以及副回路放电时距，本案计算该副回路电流下降到达该零电流判断值的理想切换时序，并启始该副回路充电时距的实际切换时序，以及取得该理想切换时序与该实际切换时序两者相差的导通误差时距，再由该导通误差时距与该主回路充电时距而决定该副回路充电时距；由此可避免下一周期的导通误差时距扩大，更进一步避免该副回路电流产生次谐波振荡的问题。

【技术实现步骤摘要】

本专利技术涉及一种升压型转换器的相移控制方法及实施电路，特别是驱动并联式的升压型转换器确保其在临界模式下工作的控制方法。
技术介绍
现今大部分的电源供应器或者电力适配器(ad即ter)都通过切换式的转换器 (converter)而提供调整电压的功能，而最常见的为升压型转换器(Boost converter)，其 用途除了调整电压以外更可见于功因校正电路中，通过升压调变输入电力的功率因子；请 参阅图1，图1所示为并联式升压转换器的电路基本架构，通过整流单元1连接输入端101 取得输入电力并将其调变为直流后，通过该升压型转换器2调变为调变电力输出至电力转 换单元3，并由该电力转换单元3将该调变电力转换为该电源供应器或电力适配器的输出 电力；而上述升压型转换器2为并联式的转换器包含主储能回路以及副储能回路，其中该 主储能回路包含主储能线圈21串联二极管26，并于该主储能线圈21与该二极管26之间 连接可控的第一开关单元23，该副储能回路包含副储能线圈22串联二极管27，且该副储 能线圈22与该二极管27之间连接可控的第二开关单元24 ;其中该升压型转换器2还包含 控制单元25产生第一驱动信号以驱动该第一开关单元23以及第二驱动信号以驱动该第二 开关单元24，依据该第一开关单元24的导通或截止将流经该主储能线圈21的主回路电流 (ImastCT)区分为电流上升的主回路充电时距以及电流下降的主回路放电时距，同样的，该第 二开关单元24也将流经该副储能线圈22的副回路电流(Islare)区分为电流上升的副回路 充电时距以及电流下降的副回路放电时距，并且该控制单元25令该第一驱动信号与该第 二驱动信号具有相异的输出时序，也就是令该第一、第二开关单元23、24的导通时序错开 的驱动方式。 而上述的驱动方式称为交错式(interleave)的控制，因此常称为交错并联式升 压转换器，而该驱动方式又分为两种移相导通法以及移相关断法；其中移相导通法形成 的电流波形与控制脉波时序如图2所示，图2的上半部示出流经该主储能线圈21的主回 路电流(ImastCT)以及流经该副储能线圈22的副回路电流(131_)，该主回路电流(ImastCT)与 该副回路电流(Islare)方向已标示于图1中，而图2下半部则表示对应该主回路电流与该 副回路电流的第一驱动信号与该第二驱动信号，在研究电流波形之前，我们必须作出以下 的定义，当一个驱动信号的高、低准位变换的那一时间点定义为「时序」，时序的定义帮助我 们了解该第一、第二开关单元23、24的导通或截止时间点，而该第一、第二开关单元23、24 导通或截止的持续时间长度称为「时距」，时距的定义可帮助我们分析某个状态持续的时 间长度；其中移相导通法的特点在于该第一驱动信号于侦测到该主储能线圈21零电流时 输出，经过固定的充电时距(T。N)后截止，该第二驱动信号的导通时序与该第一驱动信号的 导通时序具有时间差，假设该第一驱动信号的充电时距共长Ts，而下一个周期中第二驱动 信号的导通时序则设定与该第一驱动信号相差Ts/2，只要下一周期中该第一驱动信号输出 后，该控制单元25固定间隔T乂2的时间后则输出该第二驱动信号；而移相导通法的缺点也是来自于该第一、第二驱动信号的导通时序具有固定的时间差，由于该第二驱动信号的输 出时序是依据该第一驱动信号产生的时序加上固定的时间差，而非判断该副储能线圈的电 流，因此该第二驱动信号输出时该副储能线圈22可能仍有电流或者电流早已停止，使该副 储能线圈22工作于连续电流模式或不连续电流模式，而非我们所期望的临界模式。 而移相关断法的电流与驱动信号波形可见于图3，图3的上半部示出流经该主储 能线圈21的主回路电流(Imaste)以及流经该副储能线圈22的副回路电流(Islav》，图3下 半部则表示对应该主回路电流与该副回路电流的第一驱动信号与该第二驱动信号，该第一 驱动信号的输出时序与移相导通法相同，但该控制单元25则判断该副储能线圈22的零电 流时间点作为输出该第二驱动信号的时序，而该第二驱动信号截止时序则依据该第一驱动 信号的截止时序加上时间差而得到；虽然移相关断法可确保该转换器工作于临界状态，可 是副储能回路的导通时序是依据侦测该副回路电流下降至零电流而决定，并非直接受控， 当该转换器在接设负载使主回路电流波动或者输入电力变动而造成电力浮动时，该副储能 回路的实际截止时序则与理想截止时序之间存在导通误差时距AT(如图4所示)，这样将 导致在升压型转换器2输出的电流中产生了次谐波振荡的现象，经过理论推导以及实验数 据验证当该第二开关单元24工作周期的空占比D(Duty ratio)小于0. 5时会产生次谐波 振荡的现象，且于图4中可见该副回路电流将产生忽大忽小的波动，严重时将造成副回路 电流完全失序，使该转换器效率低落或无法运作。 由于移相导通法难以控制其工作在临界模式，因此移相关断法产生次谐波振荡的 缺点必须改善以提高并联式升压转换器工作的效率。
技术实现思路
由于该移相关断法应用于交错并联式升压转换器具有上述次谐波振荡的缺失，若 不改善将产生副回路电力失控的现象，因而本案的目的即在于提供一种控制方法以驱动交 错并联式升压转换器，令该主储能回路正常运作以外，还控制该副储能回路得以修正其工 作的时序以降低导通误差时距AT所产生的失控现象。 本专利技术提供一种升压型转换器的相移控制方法及实施电路，其中该升压型转换器 具有主储能回路以及至少一并联于该主储能回路的副储能回路，且通过该主储能回路的主 回路电流具有主回路充电时距以及主回路放电时距，通过该副储能回路的副回路电流具有 副回路充电时距以及副回路放电时距，该相移控制方法包括A、判断该主回路电流到达零 电流判断值以下时启始该主回路充电时距令该主回路电流上升；B、于该主回路充电时距结 束后启始该主回路放电时距，于判断该主回路电流下降到达该零电流判断值时形成完整周 期，并启始下一周期的主回路充电时距；C、依据该副回路电流前一周期的峰值而计算该副 回路电流下降到达该零电流判断值的理想切换时序，并判断该副回路电流到达该零电流判 断值，而取得启始该副回路充电时距的实际切换时序，以及取得该理想切换时序与该实际 切换时序两者相差的导通误差时距；D、由该导通误差时距与该主回路充电时距的函数而决 定该周期中该副回路充电时距；藉由上述的方法通过取得该导通误差时距以计算该副回路 充电时距，这样可改变切换为副回路放电时距的时序，由此避免下一周期的导通误差时距 扩大，更进一步避免该副回路电流产生次谐波振荡的问题。 综上所述，本案所提供的积极效果为防止上述并联式升压转换器在运作过程中产生次谐波振荡的现象。 附图说明 图1为现有并联式升压转型转换器的电路结构图。 图2为通过现有移相导通法控制的电流波形示意图。 图3为通过现有移相关断法控制的电流波形示意图。 图4为现有移相关断法而形成次谐波振荡的电流波形示意图。 图5为实施本案控制方法的电路结构图。 图6为本案控制方法的电流调变示意图。 图7为本案控制方法中误差常数与电流调变的关系示意图。具体实施例方式本案为一种升压型转换器的相移控制方法及实施电路，应用于电源供应器中的交 错并联式升压型转换器本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种升压型转换器的相移控制方法，其中所述升压型转换器（２）具有主储能回路以及至少一并联于所述主储能回路的副储能回路，且通过所述主储能回路的主回路电流具有主回路充电时距以及主回路放电时距，通过所述副储能回路的副回路电流具有副回路充电时距以及副回路放电时距，其特征在于，所述相移控制方法包括：Ａ、判断所述主回路电流到达零电流判断值以下时启始所述主回路充电时距令所述主回路电流上升；Ｂ、于所述主回路充电时距结束后启始所述主回路放电时距，于判断所述主回路电流下降到达所述零电流判断值时形成完整周期，并启始下一周期的主回路充电时距；Ｃ、依据所述副回路电流前一周期的峰值而计算所述副回路电流下降到达所述零电流判断值的理想切换时序，并判断所述副回路电流到达所述零电流判断值，而取得启始所述副回路充电时距的实际切换时序，以及取得所述理想切换时序与所述实际切换时序两者相差的导通误差时距；Ｄ、由所述导通误差时距与所述主回路充电时距的函数而决定所述周期中所述副回路充电时距。

【技术特征摘要】

【专利技术属性】
技术研发人员：徐明，陈桥樑，尹燕萍，白永江，杨旭，
申请(专利权)人：全汉企业股份有限公司，
类型：发明
国别省市：71[中国|台湾]