隔离型电流调节异相正激式直流－直流变换器制造技术

本发明专利技术公开了一种隔离型电流调节异相正激式直流－直流变换器，由降压开关ＳＡ、续流二极管ＤＡ等构成；降压电感Ｌ的一端与降压开关ＳＡ及续流二极管ＤＡ相连，另一端与变压器Ｔ的原边绕组和开关Ｓ１或Ｓ２相连；变压器Ｔ的两个原边绕组分别与开关Ｓ１或Ｓ２串连；变压器Ｔ的两个原边绕组分别与开关Ｓ１或Ｓ２串连的支路并联并分别与续流二极管ＤＡ和降压电感Ｌ相连；续流二极管ＤＡ和降压开关ＳＡ串连并与输入电源Ｖｉｎ相连；钳位电压源Ｖｃ分别与开关Ｓ１或Ｓ２串连；变压器Ｔ的两个付边绕组与输出二极管Ｄ３和Ｄ４构成全波整流电路；输出滤波电容Ｃ与输出负载Ｒ并联。本发明专利技术能其减少元件的电压应力并保持低的元件电流应力。

【技术实现步骤摘要】

本专利技术涉及一种新高性能低价格的隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器。
技术介绍
在相当多的直流-直流变换器应用中，由于应用环境的要求，往往需要隔离这直 流-直流变换器的输入和输出。这通常是由变压器来完成。在一些应用中，由于输入与输 出电压比太大，为了增加这直流-直流变换器的效率，通常使用高频变压器的匝比来使这 直流-直流变换器工作更优化，从而使这直流-直流变换器的效率能有所相应地提高。在中 小功率隔离式直流_直流变换器应用中，反激式和正激式是主要的功率拓扑电路结构。这 些功率拓扑电路结构能使系统由比较少的元件组成，但各元件所承受的电压和电流应力是 相当大的。在反激式中，由于仅当直流_直流变换器变压器的原边开关关断时，直流_直流变 换器的变压器向其付边的负载输出能量。为此，变压器原付边的元件必须承受相当大的电 压，电流应力。并由于输出能量是断续传输，这使的这反激式直流-直流变换器的调节特性 比较差，而难以迅速响应输入电压及输出负载的变化。在正激式中，由于变压器磁场复位要求，通常这使得变压器的原边开关的导通占 空比小于50%，以防止变压器进入饱和。又由于变压器磁场复位要求，这使得这变压器的 原边开关所承受的电压应力是其输入电压的两倍。这对高输入电压Vin应用场合而言，这 原边开关的选择是比较难以兼顾高性价比的要求。在正激式直流-直流变换器中，各元件 的电流应力是由输出电流Io决定。因此如果能够减少其元件的电压应力，这就能够使这直 流_直流变换器达到高性价比的性能。
技术实现思路
本专利技术要解决的技术问题是提供一种高性价比的隔离型电流调节异相正激式直 流-直流变换器，其减少元件的电压应力并保持低的元件电流应力，并扩展调节占空比至 100%。为了解决上述技术问题，本专利技术提供一种隔离型电流调节异相正激式直流-直流 变换器，其由降压开关SA，续流二极管DA，降压电感L，开关Sl和S2，吸收变压器T漏感能 量的钳位电压源Vc，输出二极管D3和D4，输出滤波电容C和变压器T构成；降压电感L的 一端与降压开关SA及续流二极管DA相连，另一端与一变压器T的原边绕组和Sl或S2开 关相连；变压器T的两个原边绕组分别与开关Sl或S2串连；这变压器T的两个原边绕组分 别与开关Sl或S2串连的支路并联并分别与续流二极管DA和降压电感L相连；续流二极管 DA和降压开关SA串连并与输入电源Vin相连；用于吸收变压器T漏感能量的钳位电压源 Vc分别与开关Sl或S2串连；变压器T的两个付边绕组与输出二极管D3和D4构成全波整 流电路；输出滤波电容C与输出负载并联。所述的开关Sl和S2交互导通，即Sl导通，S2截止；S2导通，Sl截止；变压器T的 两个原边绕组相位相反地分别流入降压电感L电流，变压器T的付边经输出二极管D3和D4 交互导通，以固定比例输出电感电流到负载。所述的钳位电压源Vc由稳压管与二极管共阴或共阳相串构成，或者由变压器T的 附加绕组并经过全波或半波整流输出耦合到由开关Si、开关S2、输出二极管D3、输出二极 管D4和变压器T组成的电子开关变压器的原边端口或付边端口。所述的降压开关SA的占空比动态调节范围为0 100%。所述的开关Sl和S2的电压应力独立于输入电压Vin，且开关Sl和S2的电压应力 由钳位电压源Vc I、输出电压Vo和变压器T原付边匝比决定。所述的输出二极管D3和D4的电压应力独立于输入电压Vin，且由输出电压Vo决定。所述的降压开关SA和续流二极管DA的电压应力是输入电压Vin。上述SA、DA、S1和S2的电流应力是由输出电流Io和变压器T原付边匝比决定的。在大电流输出应用中，输出二极管D3和D4分别用同步整流管MOSFET S3和S4替换。本专利技术提出一种电流型功率拓扑结构，它由原边电流调节式异相正激式直流-直 流变换器组成。本专利技术的优点是两个改进型异相正激式直流-直流变换器的功率开关的电压应 力是独立于输入电压Vin。功率开关的电压应力是由输出电压Vo，变压器T原付边匝比和 钳位电压源Vc决定的。输出整流二极管的电压应力是由输出电压Vo决定的。功率开关的 电流应力是由输出电流Io和变压器T原付边匝比决定的。本专利技术的另一个优点是将两个改进型异相正激式直流-直流变换器中的两个变 压器可以用一个变压器T替换。变压器T是可工作于第一和第三象限没有直流偏磁，不像 正激式直流-直流变换器变压器仅仅工作于第一象限而有直流偏磁。这使得变压器T的几 何尺寸比正激式直流-直流变换器的变压器的几何尺寸小一倍。本专利技术的优点是降压开关SA的占空比可以从0%到100%的动态调节范围。本发 明的高性价比隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器的动态调节性能与通常降压 直流-直流变换器的动态调节性能相近。由于本专利技术的高性价比隔离型电流调节异相正激 式直流-直流变换器所具有的变压器T，降压开关SA可以以低成本共地驱动方式来驱动。附图说明下面结合附图对本专利技术的具体实施方式作进一步详细说明。图1是现有技术的正激式直流_直流变换器。图2是两个改进型异相正激式直流_直流变换器的复合结构。图3是本专利技术的高性价比隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器具体实例 电路图。图4是本专利技术的高性价比隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器具体实例 电路图(如图3所示)中，Vc的具体实例电路图。图5是本专利技术的高性价比隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器具体第二实例电路图；降压开关SA以共地驱动方式来驱动。图6是本专利技术的高性价比隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器具体第三 实例电路图；在图3中输出二极管D3和D4用同步整流管MOSFET S3和S4替换。图7是本专利技术的高性价比隔离型电流调节异相正激式直流_直流变换器具体第四 实例电路图；在图5中输出二极管D3和D4用同步整流管MOSFET S3和S4替换。具体实施例方式传统的正激式直流-直流变换器如图1所示。V是一钳位电压。通常V = Vin。这 样原边开关电压应力是两倍输入电压。而元件的电流应力是Ns*Io/Np (其中Np和Ns分别 为变压器的原边和付边绕组的匝数)，Io是输出电流。在图1中将电感L从变压器T的付边移到变压器的原边，并为保持电感电流连续， 另加一个辅助正激式变换器如图2所示。其中开关Sl和S2是交互导通，即Sl导通，S2截 止；而S2导通，Sl截止。钳位电SV > Np*Vo/Ns。Vo是输出电压。由于Sl和S2交替导通，电感电流可以通过S1、S2、D3、D4和变压器T传输到负载。 此时Sl和S2的电压应力是V+Np*Vo/Ns。显然如果电感L的电流可以控制，则该直流-直 流变换器的输出电流和电压可以被控制。由于变压器T原边绕组中的电流是电感L中的电 流，只要电感L的电流可以控制，则该变压器T是不存在磁路饱和问题。要控制这一电感电流的最简单方法是引入一个降压直流_直流电流调节功能结 构。将图2所示电路加以整理并加入电感电流调节电路，如图3所示本专利技术的电路结构。 实施例1、一种隔离型电流调节异相正激式直流_直流变换器，如图3所示，其由降 压电感L的一端与降压开关SA及续流二极管DA相连，另一端与一变压器T的原边绕组和 开关Sl或S2相连；变压器T的两个原边绕组分别本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种隔离型电流调节异相正激式直流－直流变换器，其特征是：由降压开关ＳＡ、续流二极管ＤＡ、降压电感Ｌ、开关Ｓ１和Ｓ２、用于吸收变压器Ｔ漏感能量的钳位电压源Ｖｃ、输出二极管Ｄ３和Ｄ４、输出滤波电容Ｃ和变压器Ｔ构成；降压电感Ｌ的一端与降压开关ＳＡ及续流二极管ＤＡ相连，另一端与变压器Ｔ的原边绕组和开关Ｓ１或Ｓ２相连；变压器Ｔ的两个原边绕组分别与开关Ｓ１或Ｓ２串连；所述变压器Ｔ的两个原边绕组分别与开关Ｓ１或Ｓ２串连的支路并联并分别与续流二极管ＤＡ和降压电感Ｌ相连；续流二极管ＤＡ和降压开关ＳＡ串连并与输入电源Ｖｉｎ相连；用于吸收变压器Ｔ漏感能量的钳位电压源Ｖｃ分别与开关Ｓ１或Ｓ２串连；变压器Ｔ的两个付边绕组与输出二极管Ｄ３和Ｄ４构成全波整流电路；输出滤波电容Ｃ与输出负载Ｒ并联。

【技术特征摘要】

【专利技术属性】
技术研发人员：翁大丰，
申请(专利权)人：魏其萃，
类型：发明
国别省市：86[中国|杭州]