一种适用于少子模块MMC全电平模式混合调制方法技术

本发明专利技术公开一种适用于少子模块MMC全电平模式混合调制方法，该方法通过提出了一种适用于直流配电网的少子模块MMC全电平(FullLevel，FL)模式下的最近电平PWM(NL

【技术实现步骤摘要】
一种适用于少子模块MMC全电平模式混合调制方法


[0001]本专利技术涉及多电平换流器全电平模式混合调制方法领域，尤其涉及一种适用于少子模块MMC全电平模式混合调制方法。

技术介绍

[0002]随着可再生能源发电容量及清洁能源占能源消费总量比重的不断增长，模块化多电平换流器(modular multilevel converter，MMC)凭借其模块化设计、扩展性好、转换效率高等优点，被广泛应用于高压直流输电，风电、光伏并网，孤岛供电等方面。此外，相比传统电平数不高的电压源换流器，MMC能增加输出电平数，降低输出侧谐波含量以及换流器的整体损耗，因此少子模块MMC也被广泛运用于中低压配电网。
[0003]由于直流配电网电压等级的限制，MMC子模块数量较少，调制方式是确保MMC安全稳定及经济运行的关键环节，根据不同的应用场合需求，一般有传统最近电平逼近调制(nearest level modulation，NLM)和载波移相PWM调制(carrier phase
‑
shifted pulse width modulation，CPS
‑
PWM)两种方式。NLM策略通过电平数累加使阶梯波逼近调制波，但直流配电网中少子模块MMC的输出电压存在较多的低次谐波；CPS
‑
PWM输出电压波形质量较高，但运行损耗较高，依赖复杂的均压控制和环流抑制算法。因此，亟需对适合少子模块MMC的调制策略展开研究，以改善直流配电网中MMC的运行性能。

技术实现思路

[0004]针对上述现有技术的不足，本专利技术提供一种适用于少子模块MMC全电平模式混合调制方法。
[0005]本专利技术所采取的技术方案是一种适用于少子模块MMC全电平模式混合调制方法,包括如下步骤：
[0006]步骤1：对于具有6个桥臂、6
×
N个子模块的三相N+1电平换流器，该换流器的结构如图2所示，电平数越多，输出电压与正弦参考波的拟合程度越高，谐波畸变率越低。
[0007]步骤1.1：根据基尔霍夫定律，忽略桥臂电感压降，典型三相MMC中，上、下桥臂电压参考波u
pj
、u
nj
与交流电压参考波u
vj
的关系表达式：
[0008][0009]步骤1.2：上、下桥臂输出电压U
pj
、U
nj
[0010][0011]式中：round为四舍五入取整函数；Δ为参考电压偏移量，通过调整Δ可以改变电平阶跃变化的时刻。
[0012]步骤1.3：当NLM处于基本电平模式，Δ取值为0；当NLM处于全电平模式时，Δ可表
示为
[0013][0014]式中：sgn(x)为符号函数，取值为x＞0，sgn(x)＝1，x＝0，sgn(x)＝0。
[0015]步骤2：当子模块数目N确定时，切换点角度随着调制比的减少而增加。上、下桥臂以N+1电平阶梯波逼近正弦调制波，调制原理如图5所示。上、下桥臂投入子模块数Npj和Nnj分别为
[0016][0017]式中:round(
·
)为四舍五入取整函数。
[0018]步骤3：根据CPS
‑
PWM的调制原理，将同一个正弦调制波与相位互差2π/N的多个三角载波进行比较，当调制波大于载波时，子模块开关导通，输出高电平；当调制波小于载波时，子模块开关闭合，输出低电平，由此生成多组PWM脉冲，以驱动各子模块内的开关，全电平模式下，上、下桥臂电压之和中电平跳动的频率较高，对于循环电流影响较小。如图7所示。全电平模式下，上、下桥臂电压之和中电平跳动的频率较高，对于循环电流影响较小；
[0019]步骤3.1：考虑到不同调制策略的载波个数存在差异，本文定义了平均载波频率f
c
‑
ave
，CPS
‑
PWM调制的f
c
‑
ave
与载波频率f
c
相等。
[0020]步骤3.2：图9给出了CPS
‑
PWM的调制原理。桥臂中N个子模块的三角载波相位相差2π/N，与同一桥臂电压参考波比较后生成N个PWM波，叠加后得到N+1电平PWM波。
[0021]步骤4：NL
‑
PWM每个桥臂仅需要一个三角载波即可调制出多电平PWM波，NL
‑
PWM需要考虑子模块数目。根据上述分析可知，上、下桥臂处于阶梯波状态的子模块个数N
pj
‑
s
和N
nj
‑
s
可表示为
[0022][0023]式中：floor为向下取整函数
[0024]步骤4.1上、下桥臂PWM参考波u
pj_p
和u
nj_p
可表示为
[0025][0026]步骤4.2NL
‑
PWM调制下，上、下桥臂PWM脉冲序列为N
pj＿p
和N
nj＿p
，则上、下桥臂所投入的子模块总数可表示为
[0027][0028]NL
‑
PWM调制下，各桥臂中只有一个载波，因此f
c
‑
ave
＝f
c
/N。基本电平调制模式下，NL
‑
PWM调制的上、下桥臂投入子模块数目之和为N；全电平模式下，上、下桥臂投入子模块数目之和不再为N，而在N
‑
1、N与N+1之间跳变。
[0029]步骤5：通过对子模块电容电压进行修正，简化了NL
‑
PWM调制策略的排序方式，保
证电容电压均衡的同时降低MMC的运行损耗。以a相上桥臂为例，修正后的子模块电容电压U”cpa
i可表示为
[0030]U
″
cpai
＝
‑
sgn(i
pa
)U
cpai
+S
i
U
c
ꢀꢀ
(8)
[0031]步骤6：FL
‑
NL
‑
PWM上、下桥臂投人二模块数目之和在N
‑
1、N和N+1之间跳动,因此环流中存在高频成分；由于子模块电容电压存在波动,环流中也相应会存在倾频成分。循环电流i
cir
的表达式为
[0032]i
cir
＝I2sin(2ωt+θ2)+I
k
sin(kωt+θ
k
)
ꢀꢀꢀ
(9)
[0033]式中：I2和I
K
分别为低次和高次环流的幅值；θ2和θ
k
分别为低次和高次环流的相角。高次谐波的阶数为
[0034]k＝2N
·
f
c
‑
ave
ꢀꢀ本文档来自技高网...

【技术保护点】

【技术特征摘要】
1.一种适用于少子模块MMC全电平模式混合调制方法，其特征在于包括如下步骤：步骤1：对于具有6个桥臂、6
×
N个子模块的三相N+1电平换流器，根据基尔霍夫定律，推导出上、下桥臂电压参考波u
pj
、u
nj
与交流电压参考波u
vj
的关系表达式；步骤2:当子模块数目N确定时，切换点角度随着调制比的减少而增加，上、下桥臂以N+1电平阶梯波逼近正弦调制波，确定上、下桥臂投入子模块数Npj和Nnj表达式；步骤3：根据CPS
‑
PWM的调制原理，将同一个正弦调制波与相位互差2π/N的多个三角载波进行比较，当调制波大于载波时，子模块开关导通，输出高电平；当调制波小于载波时，子模块开关闭合，输出低电平，由此生成多组PWM脉冲，以驱动各子模块内的开关，全电平模式下，上、下桥臂电压之和中电平跳动的频率较高，对于循环电流影响较小；步骤4：NL
‑
PWM对桥臂电压参考波向下取整得到阶梯波，推导出上、下桥臂处于阶梯波状态的子模块个数N
pj
‑
s
和N
nj
‑
s
，上、下桥臂PWM参考波u
pj
‑
p
和u
nj
‑
p
表达式以及上、下桥臂所投入的子模块总数表达式；步骤5：通过对子模块电容电压进行修正，简化了NL
‑
PWM调制策略的排序方式，保证电容电压均衡的同时降低MMC的运行损耗。以a相上桥臂为例，推导出修正后的子模块电容电压U”cpa
i表达式；步骤6：图11可知FL
‑
NL
‑
PWM上、下桥臂投人二模块数目之和在N
‑
1、N和N+1之间跳动,因此环流中存在高频成分；由于子模块电容电压存在波动,环流中也相应会存在倾频成分。循环电流i
cir
的表达式，高次谐波的阶数表达式；步骤7：谐波分析，电压谐波主要为高次谐波，其中低次谐波含量较低，对交流系统的影响较小。因此，FL
‑
NL
‑
PWM的波形质量较好。2.根据权利要求1所述的一种适用于少子模块MMC全电平模式混合调制方法，其特征在于，所述步骤1的过程如下：步骤1.1根据基尔霍夫定律，忽略桥臂电感压降，典型三相MMC中，上、下桥臂电压参考波u
pj
、u
nj
与交流电压参考波u
vj
的关系表达式：步骤1.2上、下桥臂输出电压U
pj
、U
nj
式中：round为四舍五入取整函数；Δ为参考电压偏移量，通过调整Δ可以改变电平阶跃变化的时刻；步骤1.3当NLM处于基本电平模式，Δ取值为0；当NLM处于全电平模式时，Δ可表示为式中：sgn(x)为符号函数，取值为x＞0，sgn(x)＝1，x＝0，sgn(x)＝0。3.根据权利要求1所述的一种适用于少子模块MMC全电平模式混合调制方法，在于，所述步骤2的过程如下：
当子模块数目N确定时，切换点角度随着调制比的减少而增加。上、下桥臂以N+1电平阶梯波逼近正弦调制波，调制原理如图5所示。上、下桥臂投入子模块数Npj和Nnj分别为式中:round(
·
)为四舍五入取整函数。4.根据权利要求1所述的一种适用于少子模块MMC全电平模式混合调制方法，在于，所述步骤3的过程如下：步骤3.1考虑到不同调制策略的载波个数存在差异，本文定义了平均载波频率f
c
‑
ave
，CPS
‑
PWM调制的f
c
‑
ave
与载波频率f
c
相等，如图8对CPS
‑
PWM的谐波特性分析，可得少子模块MMC输出电...

【专利技术属性】
技术研发人员：杨桢，李艳，李鑫，李昊，韩磊，李佳译，徐彤，
申请(专利权)人：辽宁工程技术大学，
类型：发明
国别省市：