具有互补开关的卤素灯电源变换器制造技术

卤素灯电源变换器电路包括：产生电力线电压的电源；把电力线电压整流并产生频率为电力线电压频率两倍的脉动直流电压的整流器；接收脉动直流电压的栅驱动电路，它驱动一对开关将脉动直流电压逆变，它还包括彼此串联连接的驱动电感、定时电感和定时电容；接收开关的输出信号、包括第一绕组和第二绕组的变压器及电容；变压器绕组的抽头；和连接到抽头的用于从变压器绕组接收驱动信号的灯，其中抽头（３１）衰减在变压器绕组两端形成的信号。（*该技术在2020年保护过期，可自由使用*）

【技术实现步骤摘要】

本专利技术涉及低电压卤素灯的镇流电路，更具体地说，涉及在脉动直流到交流逆变器中应用一对互补开关的镇流电路。从高压电源(例如120伏，60Hz)给低压灯、特别是卤素灯供电的典型方法是利用传统的半桥高频逆变器。这些方法采用电平移动方案来周期性地接通和断开高压侧开关。一种方案可能在电源电压与低压灯之间采用降压变压器。这种方法的几个缺点是工作在60Hz下的变压器比在高频下的大些和重些，降压变压器相当贵，并且当应用降压变压器时没有固有的短路保护。本专利技术提供的卤素灯或其他低压灯镇流电路克服了上述的缺点。描述一种用于向负载电路提供高频交流电流的镇流电路，这负载电路包括低压卤素灯或其它热丝灯和自耦变压器，或分离耦合变压器和电容。镇流电路包括交流-直流变换器电路和脉动直流到交流逆变器，其中，交流-直流变换器电路包括全波整流器和电容，而脉动直流到交流逆变器包括在母线导体与参考导体之间串联连接的第一和第二开关。这两个开关在通过交流电流的公共节点和控制节点上连接在一起。在控制节点和公共节点之间还连接着包括一个电容和两个电感的串联连接的电路。在控制节点和公共节点之间的电压用来决定相关的开关的导电状态，其中串联连接的电路的时间常数决定了工作频率。在母线导体与参考导体之间还包括串联连接的第一和第二电阻，这两个电阻也连接到控制节点。第三电阻连接在公共节点和母线导体与参考导体中的一个之间，以便设定控制节点相对于公共节点的的起始极性。附图说明图1是根据本专利技术的卤素灯电源变换器电路的最佳实施例的原理图；图2-7说明能用在图1电路的其它类型的开关；图8是桥式整流器典型输出电压(VBUS)波形图；和图9是卤素灯典型电压(VLAMP)波形图。图1描述驱动12伏卤素灯12的电源变换器电路10。分别控制开关14和16来把来自全波桥式整流器18的脉动直流电流转变为交流电流，以便供给包括电感/变压器绕组24和电容26的负载电路22，其中全波桥式整流器18连接到交流电源20(例如120伏，60Hz)。在母线导体28与参考导体30之间有脉动直流母线电压(VBUS)。负载电路22也包括卤素灯12，它如图所示连接在节点或变压器绕组24的抽头31和节点32之间，节点32还把变压器绕组36连接到电容34。电容36用来把节点32电压维持在大约1/2母线电压(VBUS)。设置控制电路38，它与开关(14,16)一起构成逆变器电路配置。电容36从母线导体28到参考导体30跨接在桥式整流器两端。设置电容36是为了防止脉动直流电压在各周期之间降为零。因此，电容36可以比典型的滤波电容小很多(例如0.1μF)。这样，从电力线看去可以获得接近1的功率因数。通过防止脉动直流电压达到零，就维持了再生控制电路38的正常工作，电路不需要再启动。如果以纯直流电流给母线导体28供电，则控制电路38会满意地工作，但是，对于卤素灯电源变换器的工作则不需要这样，并且可避免使用电解电容。在图1的电源变换器10中，开关14和16在例如下面的意义上是彼此互补的如图1所示，开关14可以是n沟道增强型器件，而开关16可以是p沟道增强型器件。如图2和3所示，在一个实施例中，每个开关14和16包括固有的反向导电二极管40和42。当用MOSFET来实施时，每个开关14和16有各自的栅极，或控制端子。从开关14的栅极到源极的电压控制该开关的导电。与此相似，从开关16的栅极到源极的电压控制该开关的导电。如所示，开关14和16的源极在公共节点44连接在一起。在开关14和16的栅极在公共控制节点44相互连接的情况下，在控制节点46和公共节点44之间的信号电压控制开关14和16两者的导电状态。开关的漏极分别连接到母线导体28与参考导体30。另一方面，可以用绝缘栅极双极晶体管(IGBT)开关来实现开关14和16，例如分别示于图4和5中的p沟道和n沟道器件。可是，如图4和5所示的那样每个IGBT分别带有反向导电的二极管48和50。IGBT优于MOSFET的地方是它们通常有较高的额定电压，使得使用相同IGBT的电路可以具有宽的直流输入电压值范围。此外，开关14和16可以用双极性结型晶体管(BJT)开关来实施，例如分别示于图6和7的NPN和PNP器件。象IGBT开关那样，图6和7的BJT开关分别带有反向导电的二极管52和54。回头来参考图1，连接在控制节点46和公共节点44之间的栅极驱动电路38控制开关14和16的导电状态。栅极驱动电路38包括与电感变压器绕组24相互耦合的驱动电感58，并且此驱动电感的一端连接到公共节点44。变压器绕组24连接到公共节点44的这一端可以是由电感绕组58和24组成的变压器的一个抽头。根据示于这些电感符号旁的黑点来确定电感58和24的极性。驱动电感58为栅极驱动电路38提供驱动能量。第二电感60和定时电容62串联连接到驱动电感58的另一端，处在节点46和电感58之间。本实施例中包括齐纳二极管64和66的双向电压箝位电路63，把栅极对源极电压的正和负的变化范围箝位在例如由所示的背对背齐纳二极管的额定电压所决定的各自限度内。在开关14和16由MOSFET或IGBT构成的情况下，希望有双向电压箝位电路，可是，在开关由BJT构成的情况下，不需要双向电压箝位电路，因此可去掉它。最好在节点44和46之间设置电容68来可预测地限制节点44和46之间的栅极对源极电压的变化率。这有利于保证例如在开关14和16的开关方式下的空载时间间隔，在这空载时间间隔内，在两个开关中任一个被接通的时间之间，两个开关都被截止。电阻70和72串联连接在母线导体28与参考导体30之间。如所示，第三个电阻74跨接于开关16两端。如果开关14和16的占空比相等，则电阻70和72的数值最好相等。在这情况下，在稳态期间公共节点44处的平均电压大约是母线电压(VBUS)的1/2，而把电阻70和72的数值设为相等，就使得中间节点46处的平均电压也大约是母线电压(VBUS)的1/2。电阻74起着充电电阻的作用，并且最好连接在公共节点44和参考导体30之间，如图1所示。电阻74也可以连接在公共节点44和母线导体28之间。电阻74以下述的方式在起始通电期间帮助启动第一和第二开关14和16的再生控制。在电源20供电时，电容62最初通过电阻70、72和74充电。在接通电源20的瞬时，电容62两端电压为零，而在启动期间，由于电容62充电的相对长的时间常数，串联连接的电感58和60基本上起短路作用。如果电阻70、72和74例如是等值的，则在母线起始通电时在公共节点44的电压大约是母线电压(VBUS)的1/3。这时，流过电阻70的电流大致被电阻72和由电容62、电感60、电感58和电阻74所串联连接成的序列所等分。这样，电容62被从左到右递增地充电，如图1所示，直到它到达上开关14的栅极-源极电压的阈电压(例如2-3伏)为止。在这时刻，上开关14切换到导通方式，这导致该开关把电流提供给负载电路22。跟着，在负载电路所形成的电流通过电感24和58之间的电感耦合，产生对第一和第二开关的再生控制。输出电容76与电阻74并联。与过去用于气体放电灯的镇流电路不同，本专利技术的工作频率不决定于谐振负载电路。在图1所示的实施例中，工作频率分别决定于串联连接的电感5本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种电源变换器电路，它包括：产生电力线电压的电源（２０）；整流器（１８），用来把电力线电压整流并产生频率为电力线电压频率的两倍的脉动直流电压；栅驱动电路（３８），用来接收所述脉动直流电压，该栅驱动电路驱动一对开关（１４，１６）， 后者在不需电平移动的情况下被控制来将脉动直流电压逆变，其中所述栅驱动电路还包括彼此串联连接的驱动电感（５８）、定时电感（６０）和定时电容（６２）、它们进一步连接到开关（１４，１６）、以便控制开关（１４，１６）的工作；包括第一变压器绕组（ ５８）和第二变压器绕组（２４）的变压器和电容（２６），用来接收来自所述开关（１４，１６）的输出信号；变压器绕组（２４）的抽头（３１）；和连接到所述抽头（３１）的用于接收来自所述变压器绕组（２４）的驱动信号的灯（１２），其中所述抽头（ ３１）衰减在所述变压器绕组两端形成的信号。

【技术特征摘要】
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【专利技术属性】
技术研发人员：LR内罗尼，
申请(专利权)人：通用电气公司，
类型：发明
国别省市：US[美国]