提供一种能够抑制在半导体开关元件中热量损耗和噪声的发生并且能够在限制条件下无故障地导通ＩＧＢＴ的反相器电路。一种谐振型高频加热装置包括：直流电源；由连接到所述直流电源的两个半导体开关元件构成的串联电路；包括连接到所述两个半导体开关元件之一的两端的泄露变压器的初级绕组和电容器的串联电路；以及驱动部件，用于分别驱动两个相应的半导体开关元件，其中驱动部件中包括可变空载时间形成电路，其对于小于预定值的频率，保持空载时间不变，而对于等于或大于预定频率的频率，迅速地增加空载时间。并且其中建立一种限制，以便在所述开关频率变得更高时在不加宽空载时间。
【技术实现步骤摘要】
【国外来华专利技术】
本专利技术涉及一种使用诸如微波炉之类的磁控管的高频加热装置。具体上，本专利技术涉及这样的高频加热装置的反相器电路。
技术介绍
由于安装在高频加热装置上的传统电源被制造得既笨重又体积大，所以期望使得这些传统电源结构紧凑和重量轻。结果，已经通过以开关模式来构造这些电源的方式，而积极地发展出能够制造这些紧凑、重量轻并且成本低的电源的各种技术思想。在通过使用由磁控管产生的微波来烹调食品的高频加热装置中，已经出现对能够使得被采用以驱动磁控管的电源结构紧凑和重量轻的各种需要。可以通过开关型反相器电路来实现这些需要。更具体而言，在这些开关型反相器电路中，本专利技术涉及的高频反相器电路对应于使用构成电桥电路的两个开关元件的谐振型电路系统(例如参见JP-A-2000-58252)。当布置了1-晶体管型的反相器(宽度接通/关断控制型反相器)时，在这个晶体管的集电极和发射极之间的耐压需要大约1000V。但是，当布置具有电桥电路的2-晶体管型的反相器时，不需要在这些晶体管的集电极和发射极之间的耐压为如此高的耐压。结果，如果反相器电路被构造为电桥电路结构，则在这些晶体管的集电极和发射极之间的耐压可以被降低至大约600V。因此，存在这样的优点可以在这些晶体管反相器中使用低成本的晶体管。在这种反相器中，虽然谐振电路由电感“L”和电容“C”构成，但是这个反相器拥有如在图1中所示的谐振特性，在该谐振特性中，谐振频率“f0”被限定为峰值。图1是用于表示在向按照本专利技术的反相器谐振电路应用恒定电压的情况下的电流对所使用的频率特性的图表。频率“f0”对应于反相器电路的LC谐振电路的谐振频率，并且使用由高于谐振频率“f0”的“f1”到“f3”定义的频率范围的电流对频率特性曲线“I1”。在谐振频率“f0”，电流I1变成最大，并且与从f1到f3的频率范围的增加相关联，这个电流I1减小。在从f1到f3定义的所述频率范围中，频率越低，则频率越接近谐振频率f0，因此电流I1增加。结果，流过泄漏变压器的次级绕组的电流增加。相反，频率越高，则所述频率与谐振频率f0离得越远，因此电流I1减小。结果，流过泄漏变压器的次级绕组的电流减小。在用于驱动作为非线性负载的微波炉的反相器电路中，因为这个频率变化，因此微波炉的功率改变。如下所述，在使用磁控管的非线性负载的微波炉的输入电源对应于诸如商用电源的AC电源的情况下，微波炉使得开关频率改变。对于微波炉的相应高频功率，最高的频率出现在大约90度和大约270度的温度，例如，当微波炉运行在200W时，运行频率接近f3；当微波炉运行在500W时，运行频率低于f3；而当微波炉运行在1000W时，运行频率进一步低于f3。显然，因为执行了输入功率控制或输入电流控制，因此可以按照商用电源的电压、微波炉的温度等的改变来改变这个频率。而且，在上述电源电压的相位0度和180度附近，因为磁控管的运行频率被设置在频率“f1”附近(所述频率“f1”接近于谐振频率“f0”，其中谐振电流根据这样的磁控管特性而增加，即如果不向该磁控管施加高电压，则这个磁控管在高频段不谐振)，因此，增加了施加到磁控管的电压与商用电源的电压的增压比，并且，商用电源的相位宽度被设置得更宽，由此从磁控管产生电磁波。图2示出了在JP-A-2000-58252中描述的、通过两元件电桥电路的开关元件而操作的谐振型高频加热装置的一个示例。在图2中，所述高频加热装置被配置了直流电源1、泄漏变压器2、第一半导体开关元件6、第一电容器4、第二电容器5、第三电容器(平滑电容器)13、第二半导体开关元件7、驱动单元8、全波倍压器整流电路10和磁控管11。DC电源1以全波整流模式来整流商用电源的AC电压以产生DC电压VDC，并且然后将DC电压VDC应用到由第二电容器5和泄漏变压器2的初级绕组3构成的串联电路。虽然第一半导体开关元件6与第二半导体开关元件7串联连接，但是由泄漏变压器2的初级绕组3和第二电容器5构成的串联电路与第二半导体开关元件7并联连接。第一电容器4与第二半导体开关元件7并联连接。从泄漏变压器2的次级绕组9产生的AC高电压输出由全波倍增器整流电路10转换成DC高电压，然后，这个DC高电压被施加到磁控管11的阳极和阴极之间。泄漏变压器2的第三绕组12向磁控管11的阴极提供电流。第一半导体开关元件6由IGBT(绝缘栅双极晶体管)和与IGBT并联的续流二极管(flywheel diode)构成。类似地，第二半导体开关元件7由IGBT和与IGBT并联的续流二极管构成。从上述描述可以明显看出，第一和第二半导体开关元件6和7不仅限于上述种类的半导体开关元件，而是可以替代使用半导体闸流管、GTO(栅极截止)开关元件等。驱动单元8包含振荡单元，其被使用以便产生用于驱动第一半导体开关元件6和第二半导体开关元件7的驱动信号。虽然这个振荡单元振荡具有预定频率和占空比的驱动信号，但是驱动单元8将这些驱动信号施加到第一半导体开关元件6和第二半导体开关元件7。第一半导体开关元件6和第二半导体开关元件7被交替驱动，或者以下述方式来驱动通过提供其中第一和第二半导体开关元件6和7被一起截止的时段，即通过经由使用空载时间(dead time)形成部件来提供空载时间(后述)。虽然将详细说明这个空载时间，但是仅仅在第一和第二半导体开关元件6和7中的任何一个被截止后，在另一个半导体开关元件的端子之间的电压为高。结果，如果此时另一个半导体开关元件导通，则具有尖峰形状的过大电流可能流过这个导通的开关元件，因此可能产生不需要的损耗和不希望有的噪声。但是，因为这个导通操作可能被延迟直到通过开关元件的高电压被降低到大约0V为止，所以可以防止上述损耗和噪声。显然，当与上述开关元件相对的开关元件被截止时，可以执行类似的操作。图3指示其中运行图2的电路的相应模式。而且，图4示出了关于在所述电路中使用的诸如半导体开关元件之类的部件的电压和电流波形图。在附图中，在图3(a)的模式1中，将驱动信号提供到第一半导体开关元件6。此时，电流从直流电源1通过泄漏变压器2的初级绕组3和第二电容器5而流动。在图3(b)的模式2中，第一半导体开关元件6被截止，并且流过初级绕组3和第二电容器5的电流开始沿着朝向第一电容器4的方向流动，并且同时，第一半导体开关元件6的电压增加。在图3(c)的模式3中，第一电容器4的电压从VDC到0V。在模式3中，第一电容器4的两端的电压达到0V，因此构成第二半导体开关元件7的二极管被导通。在图3(d)的模式4中，因为谐振现象导致流过初级绕组3和第二电容器5的电流的方向被反转，所以在此时，必须截止第二半导体开关元件7。在模式2、3和4的时段中，第一半导体开关元件6的电压变得等于DC电源电压VDC。在诸如欧洲之类的区域——其中商业电源电压的有效值是230V——中，因为电压峰值变成所述有效电压的2的平方根倍，所以DC电源电压VDC变成接近等于325V。在图3(e)的模式5中，第二半导体开关元件7被截止，并且流过第二电容器5和初级绕组3的电流开始沿着朝向第一电容器4的方向流动，因此第一电容器4的电压被提高到VDC。在图3(f)的模式6中，第一电容器4的电压达到电压VDC，因此，使得构成第一半导体开关元件6的二极管导通。因为谐振本文档来自技高网...
【技术保护点】
一种高频加热装置，用于驱动磁控管，包括：直流电源；由两个半导体开关元件构成的串联电路；谐振电路，其中，泄漏变压器的初级绕组和电容器连接，所述串联电路与所述直流电源并联，并且所述谐振电路的一端连接到所述串联电路的中心点 ，所述谐振电路的另一端连接到在ＡＣ等效电路中的所述直流电源的一端；驱动部件，用于分别驱动所述半导体开关元件；整流部件，连接到所述泄漏变压器的次级绕组；以及，磁控管，连接到所述整流部件；以及可变空载时间形成电路 ，用于响应于开关频率而改变空载时间，在所述空载时间中，相应的半导体开关元件同时被截止，其中，提供一个限制，在所述限制下，当增加开关频率时，不进一步加宽空载时间。
【技术特征摘要】
【国外来华专利技术】...
【专利技术属性】
技术研发人员：末永治雄，守屋英明，酒井伸一，森川久，城川信夫，木下学，
申请(专利权)人：松下电器产业株式会社，
类型：发明
国别省市：JP[日本]
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