一种双有源桥的单侧扩展非对称移相调制方法和电路技术

公开了一种双有源桥的单侧扩展非对称移相调制方法和电路。该调制方法仅选择对变压器原边侧的四个开关进行非对称移相调制，保持副边四个开关对称不移相调制，形成一种三自由度双有源桥单侧扩展非对称移相调制。通过该调制方法计算出的原边桥中各开关的占空比以及原边桥中的开关移相角，可以使得变换器的电感电流峰峰值有效减小，减小了变换器的导通损耗，同时也能对八个开关全部实现零电压（ZVS）开通，进一步降低了变换器的开关损耗，因此提高了双有源桥变换器的效率。了双有源桥变换器的效率。了双有源桥变换器的效率。

【技术实现步骤摘要】
一种双有源桥的单侧扩展非对称移相调制方法和电路


[0001]本公开涉及电子电路和调制方法，更具体地说，本公开涉及双有源桥的单侧扩展非对称移相调制电路和方法。

技术介绍

[0002]双有源桥（Dual Active Bridge，DAB）变换器具有高功率密度、高电压传输比、输入输出电气隔离且易于实现软开关的特点，因而在轨道交通、航空航天、军用设备、新能源发电等领域有着重要应用，特别是随着近几年新能源的飞速发展，双有源桥变换器得到极大的应用。
[0003]现有的双有源桥式变换器（Dual Active Bridge, DAB）调制策略有：单移相调制（Single Phase Shift，SPS）、双重移相调制（Dual Phase Shift，DPS）、扩展移相调制（Extended Phase Shift，EPS）等。但单移相调制，其在轻载时及电压增益M≠1时，回流功率大，软开关难以实现，开关损耗大；双重移相等调制策略，虽然对功率回流和软开关问题进行了优化，但还存在开关器件应力大，软开关范围窄等问题。这些调制策略的占空比都固定在50%，往往被称为对称占空比调制方法。然而，在双有源桥变换器中，软开关的实现与各开关时刻电感电流的大小和方向相关，这意味着如果一个开关丢失软开关，另一个与之对称的开关也必定丢失软开关，导致对称占空比调制方法的软开关个数和范围受限，无法兼顾导通损耗和开关损耗，从而实现效率的最优化。此外，这类调制方法大多是以电感电流应力或电感电流有效值为优化目标，由于其目标函数极其复杂，求得最优解往往非常复杂，无法实现效率的最优化，难以应用在工程实际中。

技术实现思路

[0004]本公开的目的在于解决现有技术中的上述问题，提出一种用于控制双有源桥变换器的单侧扩展非对称移相调制方法和调制电路。即对于双有源桥变换器的变压器的一边进行非对称移相调制。该调制方法极大地降低了变换器在全负载范围的电感电流有效值，有效降低了变换器的导通损耗。同时，在变换器轻载工作时，为了实现对变压器原边侧和副边侧的八个开关中的全部开关进行零电压（ZVS）开通，该调制方法仅选择对变压器原边侧的四个开关进行非对称移相调制。因该原边侧非对称移相调制方法可实现全部开关的ZVS开通，因此进一步降低了变换器的开关损耗，提高了双有源桥变换器的效率本公开一方面提出一种用于控制双有源桥变换器的单侧扩展非对称移相调制方法，所述变换器包括原边全桥、副边全桥、电感器和变压器，其中，原边全桥包括四个开关S1~S4，副边全桥包括四个开关Q1~Q4，开关S1和开关S2串联连接在变换器的输入端和参考地之间，开关S3和开关S4串联连接在变换器的输入端和参考地之间，开关S1和开关S2的公共端通过电感器和变压器的原边耦接至开关S3和开关S4的公共端，开关Q1和开关Q2串联连接在变换器的输出端和参考地之间，开关Q3和开关Q4串联连接在变换器的输出端和参考地之间，开关Q1和开关Q2的公共端通过变压器副边耦接至开关Q3和开关Q4的公共端，其特征在
于，所述移相调制方法包括：步骤一：对输出电压反馈信号和电压参考信号的差值做比例积分控制后产生基准化实时传输功率信号Po*，其中输出电压反馈信号代表变换器的输出电压信号；步骤二：根据变换器的输出电压信号和输入电压信号计算电压转换比M；步骤三：根据基准化实时传输功率信号Po*和电压转换比M计算出第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3的最优解；其中，第一占空比D1表示在一个开关周期中开关S2或开关S4的导通时间占一个开关周期的比值；第二占空比D2表示在一个开关周期内开关S4的导通时刻与开关S1导通时刻的移相时间占一个开关周期的比值；第三占空比D3表示开关Q1导通与开关S1导通移相时间占一个开关周期的比值；以及步骤四：根据第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3的最优解产控制信号，所述控制信号用于控制所述原边全桥四个开关S1~S4和所述副边全桥四个开关Q1~Q4的导通和关断切换。
[0005]本公开进一步提出一种用于双有源桥变换器的单侧扩展非对称移相调制电路，所述变换器包括原边全桥、副边全桥、电感器和变压器，其中，原边全桥包括四个开关S1~S4，副边全桥包括四个开关Q1~Q4，开关S1和开关S2串联连接在变换器的输入端和参考地之间，开关S3和开关S4串联连接在变换器的输入端和参考地之间，开关S1和开关S2的公共端通过电感器和变压器的原边耦接至开关S3和开关S4的公共端，开关Q1和开关Q2串联连接在变换器的输出端和参考地之间，开关Q3和开关Q4串联连接在变换器的输出端和参考地之间，开关Q1和开关Q2的公共端通过变压器副边耦接至开关Q3和开关Q4的公共端，其特征在于，所述调制电路包括：参数产生电路，接收输出电压反馈信号，并对输出电压反馈信号和电压参考信号做比例积分控制后产生基准化实时传输功率信号Po*，同时根据变换器的输入电压信号和输出电压信号产生电压转换比M；最优占空比计算单元，根据基准化实时传输功率信号Po*和电压转换比M计算出第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3的最优解；其中，第一占空比D1表示在一个开关周期中开关S2或开关S4的导通时间占一个开关周期的比值；第二占空比D2表示在一个开关周期内开关S4的导通时刻与开关S1导通时刻的移相时间占一个开关周期的比值；第三占空比D3表示开关Q1导通与开关S1导通移相时间占一个开关周期的比值；以及PWM控制电路，根据第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3的最优解产生控制信号，所述控制信号用于控制所述原边全桥四个开关S1~S4和所述副边全桥四个开关Q1~Q4的导通和关断切换。
[0006]本公开提出的用于双有源桥变换器的单侧扩展非对称移相调制方法和电路，通过选择变换器中的三个变量（即表示在一个开关周期中开关S2或开关S4的导通时间占一个开关周期的比值的第一占空比D1、表示在一个开关周期内开关S4的导通时刻与开关S1导通时刻的移相时间占一个开关周期的比值的第二占空比D2、以及表示开关Q1导通时刻与开关S1导通时刻之间移相时间占一个开关周期Ts的比值的第三占空比D3），由于上述变量的取值可以反映变换器电路中原边桥开关S1和开关S4的相移、原边桥四个开关S1
‑
S4的占空比以及开关S1和开关Q1的相移，因此可以确定所有开关的导通时刻和关断时刻。通过对由该三个变量表示的电感电流峰峰值表达式求最优解，可以使得在该三个变量最优值取值的情况下电感电流峰峰值最小，极大地降低了变换器在全负载范围的电感电流有效值。虽然与选择另外三个变量（在一个开关周期内开关S1和开关S2的公共端与开关S3和开关S4的公共端之间的电压为高电平的时间占一个开关周期的比值、在一个开关周期内变压器原边两端的电压为高电平的时间占一个开关周期的比值、以及开关Q1导通时刻与开关S1导通时刻的移
相时间占一个开关周期的比值）表示的电感电流峰峰值表达式相比，由第一占空比D1、第二占空比D2与第三占空比D3的最优解求出的电感电流峰峰值稍大，但是由第一占空比D1、第二占空比D2与第三占空比D3的最本文档来自技高网...

【技术保护点】

【技术特征摘要】
1.一种用于控制双有源桥变换器的单侧扩展非对称移相调制方法，所述变换器包括原边全桥、副边全桥、电感器和变压器，其中，原边全桥包括四个开关S1~S4，副边全桥包括四个开关Q1~Q4，开关S1和开关S2串联连接在变换器的输入端和参考地之间，开关S3和开关S4串联连接在变换器的输入端和参考地之间，开关S1和开关S2的公共端通过电感器和变压器的原边耦接至开关S3和开关S4的公共端，开关Q1和开关Q2串联连接在变换器的输出端和参考地之间，开关Q3和开关Q4串联连接在变换器的输出端和参考地之间，开关Q1和开关Q2的公共端通过变压器副边耦接至开关Q3和开关Q4的公共端，其特征在于，所述移相调制方法包括：步骤一：对输出电压反馈信号和电压参考信号的差值做比例积分控制后产生基准化实时传输功率信号P
o
*，其中输出电压反馈信号代表变换器的输出电压信号；步骤二：根据变换器的输出电压信号和输入电压信号计算电压转换比M；步骤三：根据基准化实时传输功率信号P
o
*和电压转换比M计算出第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3的最优解；其中，第一占空比D1表示在一个开关周期中开关S2或开关S4的导通时间占一个开关周期的比值；第二占空比D2表示在一个开关周期内开关S4的导通时刻与开关S1导通时刻的移相时间占一个开关周期的比值；第三占空比D3表示开关Q1导通时刻与开关S1导通时刻的移相时间占一个开关周期的比值；以及步骤四：根据第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3的最优解产生控制信号，所述控制信号用于控制所述原边全桥四个开关S1~S4和所述副边全桥四个开关Q1~Q4的导通和关断切换。2.如权利要求1所述的移相调制方法，其特征在于，所述步骤三包括：判断基准化实时传输功率信号Po*是否小于等于基准化临界功率；当基准化实时传输功率信号Po*小于等于基准化临界功率时，将基准化实时传输功率信号Po*和电压转换比M代入第一公式计算出第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3的最优解；以及当基准化实时传输功率信号Po*大于基准化临界功率时，将基准化实时传输功率信号Po*和电压转换比M代入第二公式计算出第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3的最优解，其中，第一公式为:第二公式为：
其中，D
1,op
为第一占空比D1的最优解；D
2,op
为第二占空比D2的最优解；D
3,op
为第三占空比D3的最优解。3.如权利要求2所述的移相调制方法，其特征在于，所述步骤三进一步包括：以基准化电感电流峰峰值作为目标函数，以基准化传输功率为约束条件推导出所述第一公式和所述第二公式，其中，基准化电感电流峰峰值为电感电流峰峰值与额定电流的比值，基准化传输功率为传输功率与额定功率的比值。4.如权利要求3所述的移相调制方法，其特征在于，第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3的最优解代表电感电流的峰峰值最小。5.如权利要求1所述的移相调制方法，其特征在于，所述副边全桥四个开关Q1~Q4的导通占空比均为50%，所述原边全桥四...

【专利技术属性】
技术研发人员：杨平，王弥新，刘令，
申请(专利权)人：西南交通大学，
类型：发明
国别省市：