跨轨信号限幅电平校正方法与跨轨信号产生方法技术

一种跨轨信号切割准位的校正方法，在零交越信号正负半周周期取样，并将取样结果经由数字信号处理（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ；ＤＳＰ）单元来计算，以调整切割准位。运用本发明专利技术，可调整跨轨信号的零交越信号正负半周不平均，并解决现有正负半周周期不均导致光驱读写头的不稳定。（*该技术在2022年保护过期，可自由使用*）

【技术实现步骤摘要】
【国外来华专利技术】
本专利技术涉及一种跨轨信号切割准位的校正方法，尤其涉及射频波动切割准位(Radio Frequency Zero Cross Slice Level；以下简称V_SL)的校正方法，特别涉及一种利用来取样射频波动的零交越(RadioFrequency Zero Cross；以下简称RFZC)信号正负半周周期，以调整射频波动信号切割准位的方法。附图说明图1表示跨轨信号切割准位的硬件电路。其中，射频波动(RadioFrequency Ripple；以下简称RFRP)信号由读取头所产生。为了方便运算，RFRP信号经由模拟数字转换器(Analog to Digital Converter；ADC)10，产生数字信号。接着数字信号经由数字信号处理(DSP)单元20仿真低通滤波器进行运算。然后将数字信号处理单元20的输出经由数字模拟转换器(Digital to Analog Converter；DAC)30，转换成模拟信号。此模拟信号即为V_SL。接着V_SL与RFRP信号再经由比较放大器电路40，产生RFZC信号。图2表示射频波动信号切割准位的稳定时间图。在现有光盘的锁轨过程中，V_SL是利用RFRP信号通过低通滤波器所产生的，其中，低通滤波器是由一个数字信号处理器来执行的。刚开始时，此V_SL有一个初始值，当光驱要开始动作时，因为低通滤波器的关系，需经过一段时间才会达到一个稳定值，此段时间称为稳定时间(settling time)。而V_SL的稳定时间大约为46毫秒。图3表示一个比较放大器电路，包括第一电阻110，第二电阻112，第三电阻114，第四电阻116，第五电阻118，电容120，以及放大器122。其中，第一电阻110的一端连接至RFRP信号，而第一电阻110的另一端连接至第二电阻112的一端，第二电阻112的另一端连接至放大器122的正极输入端，而放大器122的正极输入端再连接至第三电阻114的一端，第三电阻114的另一端连接至放大器122的输出端，并连接至第四电阻116的一端，第四电阻116的一端再连接至放大器122的输出端，而第四电阻116的另一端连接至5伏特电压，第五电阻的一端连接至V_SL，第五电阻的另一端连接至放大器122的负极输入端，而放大器122的负极输入端再连接至电容120的一端，电容120的另一端连接至地端。RFRP信号与V_SL经由该比较放大器电路产生RFZC信号。比较放大器电路的主要目的在于比较RFRP信号与V_SL这两种信号，产生我们所要的RFZC信号。当V_SL不正确时，会导致RFZC信号也发生错误，使光驱误判，而产生错误动作。其动作如下如图4所示，为利用现有技术根据RFRP信号与V_SL求得RFZC信号的示意图。RFZC信号会随着V_SL的变动而不同。事实上，为了防止噪声干扰RFRP信号导致RFZC产生错误，在V_SL准位附近定义一个固定大小的区间，而V_SL位于区间的中间，并且此区间会随着V_SL变化。在此区间的最高准位与最低准位分别为史密特触发器的高门槛电压准位(Threshold High Voltage，以下简称V_H)及史密特触发器的低门槛电压准位(Threshold Low Voltage，以下简称V_L)。由图中可看出，当RFRP信号大于史密特触发器的V_H准位时，则RFZC信号为正电压。而当RFRP信号小于史密特触发器的V_L准位时，则RFZC信号为负电压。所以RFZC信号正负半周周期与V_SL有关。另外，在美国专利号5,289,447的专利中也提及如何补偿切割准位(可参考此篇专利的第17-19图)，然而此专利的补偿切割准位的缺点在于，无法动态地反应跨轨信号的变化。所以当跨轨信号变化较为激烈时，偏压电压(TSO)需要较多时间才可追上跨轨信号的变化。根据以上所述，V_SL应用于光盘伺服系统的锁轨过程，一般是利用DSP单元执行数字低通滤波器的功能来取得V_SL。但使用低通滤波器会有以下两个缺点1.稳定时间过长；2.史密特触发器(SchmittTrigger)导致RFZC信号正负半周不平均。这两种缺点的发生会影响光驱的速度或导致光驱的误判，而产生错误动作。所以，需要一种有效的方法来解决这一问题。本专利技术的再一目的在于提供一种射频波动信号切割准位的校正方法，本专利技术提供在零交越信号正负半周周期取样，并将取样结果经由数字信号处理单元来计算后，以调整切割准位。运用本专利技术，可调整射频波动的零交越信号正负半周周期不平均，并解决现有正负半周周期不均导致光学头(Optical Pickup Head)不稳定。根据上述目的，本专利技术提供了一种射频波动信号切割准位的校正方法。至少包括下列步骤首先，在零交越信号正负半周周期取样，由这两个周期之间的差来计算误差量，此误差量加上原先切割准位的大小即为下一次切割准位的大小。此外，本专利技术还提供了一种射频波动信号切割准位的校正方法，至少包括判断目前时间是否已到达稳定时间，若未达到稳定时间，则回至主程序。若已达到稳定时间则继续判断射频波动的零交越信号准位是否改变，若未改变，则回主程序。若已改变则开始计算误差量，此误差量需根据射频波动的零交越信号准位往上或往下变动而用不同的公式计算。下一次切割准位的大小可以由计算所得的误差量加上原先切割准位的大小求得。图2表示射频波动信号切割准位的稳定时间图；图3表示现有技术中的电路图；图4表示RFRP信号与V_SL求得RFZC信号的示意图；图5表示本专利技术的切割准位校正方法的实施例；以及图6是本专利技术的程序流程图。图中的符号说明10 模拟数字转换器 20 数字信号处理单元30 数字模拟转换器 40 比较放大器电路110 第一电阻112 第二电阻114 第三电阻116 第四电阻118 第五电阻120 电容122 放大器150 判断目前时间是否达到稳定时间154 判断射频波动的零交越信号准位是否改变158 判断准位是否由负变正160 更新NON以及err=NON-NOPNON+NOP+1×1NON]]>162 更新NOP以及err=NON-NOPNON+NOP+1×1NOP]]>164 将原来切割准位的大小加上计算所得的误差量作为下一次切割准位的大小166 主程序图5表示本专利技术切割准位校正方法的实施例。由以上所述，RFRP信号经由数字信号处理器作运算，产生一个V_SL。而RFRP信号与V_SL再经由比较放大器电路，产生RFZC信号。接着，对RFZC信号取样，并计算。然后，将计算结果送回数字信号处理器。数字信号处理器根据计算公式计算误差量，来调整下一次V_SL的值。而计算RFRP信号与RFZC信号用来调整下一次V_SL的误差量公式如下1、由图5所示，可得到前后V_SL的误差量errerr=RPP2×sin(ω×Δt)........(1)]]>其中，RPP为RFRP信号的峰对峰值，ω为角频率(ω＝2πf)，Δt为正负半周周期之差。2、因为Δt很小，所以(1)式可写成err=RPP2×ω×&本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种跨轨信号切割准位的校正方法，应用在一个光学信息系统中，其特征在于，该方法至少包括下列步骤： 提供一跨轨信号； 提供该跨轨信号的第一切割准位，且该第一切割准位是该跨轨信号经一个数字信号处理器进行一个计算步骤而得的； 对该第一切割准位与该跨轨信号进行相互比较处理，得到该跨轨信号的一个零交越信号； 对该跨轨信号的该零交越信号进行取样及运算步骤，得到一个误差值；以及 将该第一切割准位加上该误差值获得第二切割准位。

【技术特征摘要】
【国外来华专利技术】1.一种跨轨信号切割准位的校正方法，应用在一个光学信息系统中，其特征在于，该方法至少包括下列步骤提供一跨轨信号；提供该跨轨信号的第一切割准位，且该第一切割准位是该跨轨信号经一个数字信号处理器进行一个计算步骤而得的；对该第一切割准位与该跨轨信号进行相互比较处理，得到该跨轨信号的一个零交越信号；对该跨轨信号的该零交越信号进行取样及运算步骤，得到一个误差值；以及将该第一切割准位加上该误差值获得第二切割准位。2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述计算步骤为通过该数字信号处理器仿真低通滤波器运算，而该相互比较处理是利用比较放大器执行的。3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述取样及运算步骤，至少包括分别在该跨轨信号的该零交越信号的一个周期的第一半周期和第二半周期取样，以得到第一取样数和第二取样数；判断该周期的该第一半周期至该第二半周期的过程为呈上升的趋向或下降的趋向，若为上升趋向则利用第一计算公式计算出该误差值，若为下降趋向则利用第二计算公式计算出该误差值。4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述第一计算公式为将该第一取样数减去该第二取样数的结果除以一个完整取样数，再除以该第二取样数，而该完整取样数为对该跨轨信号的一个完整周期进行取样所得的取样数。5.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述第二计算公式为将该第一取样数减去该第二取样数的结果除以一个完整取样数，再除以该第一取样数，而该完整取样数为对该跨轨信号的一个完整周期进行取样所得的取样数。6.一种跨轨信号的产生方法...

【专利技术属性】
技术研发人员：赖信全，
申请(专利权)人：威盛电子股份有限公司，
类型：发明
国别省市：71[中国|台湾]