一种大线宽CO-OFDM系统相位噪声补偿方法技术方案

一种适用于大线宽和高阶调制CO‑OFDM系统相位噪声补偿方法，将接收端训练符号数据在频域利用进行卡尔曼滤波后进行信道均衡；在发射端对每个OFDM符号设置一定间隔的导频子载波数据，基于扩展卡尔曼滤波(EKF)在频域导频子载波处进行预先的CPE相位噪声估计并补偿；最后将CPE相位噪声补偿后的频域数据变换到时域并用Avg‑BL方法实现盲ICI相位噪声补偿，然后进行预判决，并将判决后的频域数据变换到时域后与接收端原始时域数据用于时域无迹卡尔曼滤波，计算其最终相位噪声估计值并补偿。本发明专利技术获得了较好的相位噪声均衡效果，较大提高了系统的频谱利用率。

The large phase linewidth of CO OFDM system noise compensation method of time-domain unscented filter Calman

A suitable compensation method of large width and high order modulation phase CO OFDM system noise, receiver training symbol data using Calman filter in frequency domain after channel equalization; in the pilot sub carrier data transmitting end is provided with a certain interval of each OFDM symbol, the extended Calman filter (EKF) based on CPE phase noise pre estimation in the frequency domain at the pilot subcarriers and compensation; finally the frequency domain data CPE phase noise compensation after the transform time domain and realize blind ICI phase noise compensation using Avg BL method, then pre judgment, and will result in frequency domain data after will transform into time domain after the receiving end and the original time domain data in time domain no trace of Calman filter, calculate the final phase noise estimate and compensation. The invention obtains better phase noise equalization effect, and greatly improves the spectrum utilization ratio of the system.

【技术实现步骤摘要】
一种时域无迹卡尔曼滤波的大线宽CO-OFDM系统相位噪声补偿方法
本专利技术属于光通信网络
，特别涉及一种大线宽CO-OFDM系统的相位噪声补偿方法。
技术介绍
在相干光通信系统中结合电域正交频分复用(OFDM)调制技术，形成相干光正交频分复用(CoherentOpticalOrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing,CO-OFDM)传输技术，具有对光纤色散和偏振模色散具有良好的抑制作用、用数字信号处理灵活地补偿系统损伤的能力、高频谱利用率等优点，已成为长距离高速通信系统和光接入网等领域备受关注的技术之一。CO-OFDM系统结构如图1所示，按其功能可以分为5个模块：CO-OFDM系统发射端模块101、光调制模块102、光纤传输模块103、光电检测模块104以及CO-OFDM系统接收端模块105，CO-OFDM发射端模块产生的电域信号经过电光调制的上变频变成光域的CO-OFDM信号，CO-OFDM信号经光纤传输、平衡探测器后经光电转换成电域的信号，CO-OFDM接收端再对接收到的电信号进行信号处理以期恢复原始的发送段数据。结合图1，对整个系统的工作过程进行详细表述。CO-OFDM系统串行输入的数据106经过串并转换模块107，变为并行的N路数据；按照不同的调制格式将串并转换后的信号进行数字调制108；快速傅里叶逆变换IFFT模块109实现信号从频域到时域的转换；加入循环前缀CP110；将得到的电域信号进行并串转换111。上述信号的同相分量和正交分量信号分别通过数模转换器112、113变换为模拟信号并通过低通滤波器114、115；采用放大器将信号的同相分量116和正交分量117放大并注入到I/Q调制器中实现同相分量I和正交分量Q对光信号的正交调制；I/Q调制器由3个双臂的马赫增德尔MZM调制器120、121和122组成，其中两个调制器实现对信号的调制，第三个调制器122控制光调制的同相分量I和正交分量Q的相位差；分别调节两个调制器120、121的直流偏置保证实现信号调制的调制器工作在最小功率点，而第三个控制相位差的调制器工作在正交点以保证两路信号存在90°的相位差；118表示CO-OFDM系统的发射激光器，通过分路器119分成两束同样的激光，用于驱动二个光调制器120和121。二个光调制器输出的信号通过合束器123，变成单路的光信号，接着输入到光纤信道进行传输。产生的CO-OFDM信号在光纤124中经过长距离的传输后，经过直接的光-光放大器-掺铒光纤放大器(EDFA)125补偿光纤损耗后再进行传输，表示长距离的光纤,126表示光带通滤波器。经过长距离的光纤传输后，光电检测模块将光域信号变换成电域的信号。127表示CO-OFDM系统接收端的本地激光器，通过分路器分成两束同样的激光，128表示一个90°的相移器；129和130表示两个耦合器，驱动4个光电二极管(PD)131、132、133和134。135和136表示两个减法器，分别对应输出接收信号的同相分量I和正交分量Q。得到的同相分量I和正交分量Q经过低通滤波器137、138和模数转换器139、140转换后进入CO-OFDM接收端。CO-OFDM接收端进行数字信号处理141，进行CO-OFDM发送端的逆过程，进行串并转换142，移除循环前缀CP143，然后进行FFT变换144，对CO-OFDM信号进行数字解调145，最后经过并串转换146恢复得到原始的发送端串行数据输出147。CO-OFDM系统与无线OFDM系统中相位噪声的分类一样，其相位噪声分为引起星座图旋转的公共相位噪声(CPE)和导致星座图发散的载波间干扰(ICI)相位噪声。前者引起星座图旋转，为每个OFDM符号频域数据旋转同样的角度，故称为公共相位噪声；后者源自子载波间干扰，引起星座图严重发散。在CO-OFDM多载波系统中，与单载波相干光通信系统相比(如相干光正交幅度调制(QAM)系统)，由于OFDM符号周期更长，更易受到激光器相位噪声的影响。在CO-OFDM系统中，一般相干光通信中的许多相位噪声估计方法不再适用，尤其是在激光器大线宽和采用高阶QAM调制的条件下。已经有较多研究者提出了CO-OFDM系统的相位噪声方法，总体来说为基于导频，判决反馈和盲估计方法等几种或几种组合。其中插入导频采用最小二乘估计的方法在避免相位模糊的同时却降低了频谱利用率。判决反馈在提高频谱利用率的同时却受限于符号错误的判决。盲估计方法频谱效率极高，但补偿效果不够理想。尤为重要的是，CO-OFDM系统因对激光器相位噪声更敏感，比一般相干光通信系统对激光器线宽的容忍度更低。如目前传输CO-OFDM系统中采用昂贵的外腔激光器，其线宽约为100kHz。这极大的提高了CO-OFDM系统的造价，限制了其在长距离传输和光接入网中的应用。很多研究者已经注意到这个问题，提出了在大线宽CO-OFDM系统下的相位噪声补偿方法。然而这些方法中较多的CO-OFDM系统，电域OFDM调制前采用低阶正交幅度调制(QAM),如QAM16甚至QAM4。如北京大学杨川川等人提出了伪导频辅助的正交基展开盲ICI相位噪声补偿方法，应用于相干时分复用正交频分复用无源光网络中抑制ICI相位噪声,在16QAM调制时和激光器线宽大至700kHz仍可取得了较好效果(文献1，LIUYue,YANGChuan-chuan,LIHong-bin.Cost-effectiveandspectrum-efficientcoherentTDM-OFDM-PONaidedbyblindICIsuppression.IEEEPhotonicsTechnologyLetters,2015,27(8):887-890.即LIUYue,YANGChuan-chuan,LIHong-bin，ICI盲相位噪声抑制辅助的低造价和高频谱效率相干TDM-OFDM-PON,IEEE光子技术学报,2015,27(8):887-890.)。由于高阶QAM调制极大提高了符号速率，节省了带宽，提高了系统传输的频谱效率，但此时信号对相位噪声更敏感。最近，有研究者提出了CO-OFDM系统中基于卡尔曼滤波(Kalmanfiltering)的相位噪声补偿方法(文献2，李玲香,李季碧.CO-OFDM系统中一种基于卡尔曼滤波的三阶相位噪声补偿算法.光电子·激光,2016(10):1047-1053.文献3，袁建国，马骏，李璋超.CO-OFDM系统中基于卡尔曼滤波对相位噪声补偿算法的研究[J].半导体光电，2015.36(6):959-963.)。在大线宽和高阶调制的CO-OFDM系统中，我们在OFDM符号时域设置导频序列，在时域应用扩展卡尔曼滤波(EKF)进行相位噪声补偿(专利1，一种时频域卡尔曼滤波大线宽CO-OFDM相位噪声补偿方法，申请号：201710342746.4)。由于该方法考虑了相位噪声的统计特性，与相应最小二乘(LS)估计方法(专利2，一种适用于CO-OFDM系统的多子块相位噪声估计补偿方法，申请号：201510611121.4；专利3，一种适用于大线宽CO-OFDM系统的盲ICI相位噪声补偿方法，申请号：201610576238.8)相比，取得了较好本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种适用于大线宽和高阶调制CO‑OFDM系统相位噪声补偿方法，其特征在于：首先，将接收端训练符号数据在频域利用进行卡尔曼滤波后进行信道均衡；其次，在发射端对每个OFDM符号设置一定间隔的导频子载波数据，基于扩展卡尔曼滤波(EKF)在频域导频子载波处进行预先的CPE相位噪声估计并补偿；最后，将CPE相位噪声补偿后的频域数据变换到时域并用Avg‑BL方法实现盲ICI相位噪声补偿，然后进行预判决，并将判决后的频域数据变换到时域后与接收端原始时域数据用于时域无迹卡尔曼滤波，计算其最终相位噪声估计值并补偿。将每次最终相位噪声补偿之后的频域数据再进行粗ICI相位噪声补偿和预判决并用UKF获得第二次以及迭代多次的最终相位噪声估计值并补偿。

【技术特征摘要】
1.一种适用于大线宽和高阶调制CO-OFDM系统相位噪声补偿方法，其特征在于：首先，将接收端训练符号数据在频域利用进行卡尔曼滤波后进行信道均衡；其次，在发射端对每个OFDM符号设置一定间隔的导频子载波数据，基于扩展卡尔曼滤波(EKF)在频域导频子载波处进行预先的CPE相位噪声估计并补偿；最后，将CPE相位噪声补偿后的频域数据变换到时域并用Avg-BL方法实现盲ICI相位噪声补偿，然后进行预判决，并将判决后的频域数据变换到时域后与接收端原始时域数据用于时域无迹卡尔曼滤波，计算其最终相位噪声估计值并补偿。将每次最终相位噪声补偿之后的频域数据再进行粗ICI相位噪声补偿和预判决并用UKF获得第二次以及迭代多次的最终相位噪声估计值并补偿。2.如权利要求1所述的适用于大线宽CO-OFDM系统的UKF相位噪声补偿方法，其特征在于，所述UKF相位噪声补偿方法包括以下步骤：(1)接收端初始信号处理；(2)频域卡尔曼滤波信道均衡，假定一个OFDM帧在时域包含Ns个OFDM符号，前Np个为训练符号，每个OFDM符号在频域包含个Nf子载波，信道均衡前接收到的第i个符号第k个子载波的频域数据Yi(k)表示为:Yi(k)＝Hi(k)Ci(k)+ξ,i＝0,…,Np-1这里Hi(k)第i个OFDM符号第k个子载波的信道转移函数，Ci(k)为发送端训练符号中第i个OFDM符号第k个子载波的频域数据，ξ为系统噪声，Hi(k)先采用LS估计，即再对其进行卡尔曼滤波，卡尔曼滤波求出所有子载波信道转移函数估计值后，再用符号内频域平均算(ISFA)计算每个子载波的信道转移函数精确估值；(3)预先CPE相位噪声补偿，在频域用扩展卡尔曼滤波对CPE相位噪声估计并补偿；(4)最终相位噪声补偿，最后将CPE相位噪声补偿后的频域数据变换到时域并用Avg-BL方法实现盲ICI相位噪声补偿，然后进行预判决，并将判决后的频域数据变换到时域后与接收端原始时域数据用于时域无迹卡尔曼滤波，计算其最终相位噪声估计值并补偿；将每次最终相位噪声补偿之后的频域数据再进行粗ICI相位噪声补偿和预判决并用UKF获得第二次以及多次最终的相位噪声补偿，可迭次多次计算最终的相位噪声估计值并补偿。3.如权利要求2所述的适用于大线宽CO-OFDM系统的UKF相位噪声补偿方法，其特征在于，所述步骤(1)包括以下步骤：1-1、接收端对接收到的CO-OFDM信号进行相干探测接收，然后进行模数转换，得到电域的信号；1-2、电域光纤色散补偿。具体是将光纤信道频域传递函数的解析形式经傅立叶变换到时域，设计时域有限长单位冲激响应(FIR)滤波器来实现，该滤波器的阶数随色散累积而增加；1-3、串并转换；1-4、移除循环前缀CP；1-5、频率偏移估计和补偿；1-6、采用快速傅里叶变换(FFT)将信号从时域变为频域,同时保存该时域信号。4.如权利要求2或3所述的适用于大线宽CO-OFDM系统的UKF相位噪声补偿方法，其特征在于，所述步骤(2)包括以下步骤：2-1、在每个OFDM帧的导符号处，采用LS估计得到每个子载波的信道转移函数LS估值；然后进行卡尔曼滤波，包括步骤2-2至2-6，具体如下：2-2、确定初始条件，第0个符号的第k个子载波的初始值：P0(k)＝σ2这里P是协方差矩阵，σ2＝2πΔf/fs，其中Δf是发射端和接收端激光器线宽之和，fs是OFDM基带信号数模转换的采样速率；2-3、进行状态预测和协方差预测，Pi/i-1(k)＝Pi-1(k)+Qi-1(k)这里Q是过程噪声的协方差矩阵；2-4、计算卡尔曼增益Ki(k)＝Pi/i-1(k)(Pi/i-1(k)+Ri(k))-1这里K为卡尔曼增益，R是量测噪声的协方差矩阵；2-5、计算量测估计值这里，ν表示实际观测值和预测值之间的误差；2-6、更新状态及协方差矩阵Pi(k)＝(1-Ki(k))Pi/i-1(k)上述方法在得到第2个符号第k个子载波的卡尔曼滤波信道转移函数估计值后，返回至步骤2-3继续进行下一个OFDM符号第k个子载波的信道估计，直到处理完所有导符号该子载波的信道估计，则进行下一个子载波信道估计精确值的卡尔曼滤波；最后得到第Np个导符号经卡尔曼滤波得到所有子载波信道转移函数估计值2-7、对卡尔曼滤波得到第Np个导符号所有子载波信道转移函数用符号内频域平均方法(ISFA)进行计算，得到第k个子载波的信道转移函数精确估值这里m为参与信道估计的相邻子载波信道数；2-8、对接收端频域数据进行信道均衡，在每个OFDM帧中，对Np个训练符号之后为Ns个OFDM数据符号，对接收端的数据符号进行信道均衡后，则第i个OFDM符号第k个频域数据Yi'(k)为，25.如权利要求2或3所述的适用于大线宽CO-OFDM系统的UKF相位噪声补偿方法，其特征在于，所述步骤(3)包括以下步骤：3-1、设置导频子载波，定义集合是{0,1,2,…Nf-1}的子集，将发送端第i个符号的第ln个子载波作为导频子载波，Np是每个符号内总的导频子载波数，接收端数据符号信道均衡后的频域数据Yi'(k)表示为，εi(k)包括ICI相位噪声和系统加性的高斯白噪声；3-2、确定初始条件，第0个...

【专利技术属性】
技术研发人员：董月军，唐英杰，任宏亮，卢瑾，乐孜纯，
申请(专利权)人：浙江工业大学，
类型：发明
国别省市：浙江,33